引言

電力電子產(chǎn)品的廣泛使用，對電網(wǎng)造成了嚴(yán)重的諧波污染。這使得功率因數(shù)校正（pFC）技術(shù)成為電力電子研究的一個熱點。功率因數(shù)校正的目的，就是采用一定的控制方法，使電源的輸入電流跟蹤輸入電壓，功率因數(shù)接近為1。傳統(tǒng)上，模擬控制在開關(guān)電源應(yīng)用中占據(jù)了主導(dǎo)地位[1]。隨著高速度，廉價的數(shù)字信號處理器（DSp）的出現(xiàn)，在開關(guān)電源中使用數(shù)字控制已成為發(fā)展的趨勢[2][3][4][5][6]。

本文對實現(xiàn)pFC的模擬控制方法和數(shù)字控制方法進(jìn)行了比較，介紹了采用數(shù)字控制的獨特優(yōu)點。詳細(xì)討論了采用數(shù)字信號處理器作為控制核心時的設(shè)計事項和方法。

1pFC模擬控制和數(shù)字控制的比較

功率因數(shù)校正的模擬控制方法已經(jīng)使用了多年，也有現(xiàn)成的商業(yè)化集成電路芯片（比如TI/Unitrode的UC3854，F(xiàn)airchild的ML4812，STmicroelectronics的L6561等）。圖1(a)是基于UC3854的模擬控制電路結(jié)構(gòu)方框圖。電路采用平均電流控制方式，通過調(diào)節(jié)電流信號的平均幅度來控制輸出電壓。整流線電壓和電壓誤差放大器的輸出相乘，建立了電流參考信號，這樣，這個電流參考信號就具有輸入電壓的波形，同時，也具有輸出電壓的平均幅值。pFC的模擬控制方法簡單直接。但是，控制電路的元器件比較多，電路適應(yīng)性差，容易受到噪聲的干擾，而且調(diào)試麻煩。因此，模擬控制有被數(shù)字控制取代的趨勢。

圖1(b)是pFC的數(shù)字控制原理框圖。類似于模擬方法，使用了兩個控制環(huán)路：電壓環(huán)和電流環(huán)。電壓環(huán)通過調(diào)節(jié)平均輸入電流來控制直流總線電壓，電流環(huán)控制交流輸入電流使之跟蹤輸入電壓。控制過程由DSp完成，通過DSp的軟件來實現(xiàn)電流和電壓的調(diào)節(jié)。

數(shù)字控制方法具有以下幾個優(yōu)點：

1）通過軟件調(diào)整控制參數(shù)，比如，增益和帶寬，從而使系統(tǒng)調(diào)試很方便；

2）大量控制設(shè)計通過DSp來實現(xiàn)，而用模擬控制器是難以實現(xiàn)的；

3）在實際電路中，使用數(shù)字控制可以減少元器件的數(shù)量，從而減少材料和裝配的成本；

4）DSp內(nèi)部的數(shù)字處理不會受到電路噪聲的影響，避免了模擬信號傳遞過程中的畸變、失真，從而控制可靠；

5）如果將網(wǎng)絡(luò)通信和電源軟件調(diào)試技術(shù)相結(jié)合，可實現(xiàn)遙感、遙測、遙調(diào)。

現(xiàn)在，數(shù)字控制pFC方法已經(jīng)在深入研究。文獻(xiàn)[7]提出了一個基于模擬儀器公司ADMC401的數(shù)字控制pFC方案，如圖2所示。為了實現(xiàn)數(shù)字控制，模擬控制變量〔包括輸入電流iL（t），輸入電壓vin（t）和輸出電壓vo（t）〕必須轉(zhuǎn)換成數(shù)字量。將模擬控制變量除以他們相應(yīng)的參考值（，和），得到相對值,再由ADC變換器將獲得的相對值轉(zhuǎn)換成數(shù)字量。其中iL,n，vin,n，vo,n分別表示相應(yīng)的第n個采樣值。

數(shù)字控制器包括一個電流環(huán)和一個電壓環(huán)。對于電流環(huán)，將指令輸入電流減去輸入電流iL,n所得的電流誤差ie,n輸入到電流環(huán)數(shù)字pI控制器。最后，將控制器輸出的占空比Dn輸入到pWM產(chǎn)生單元，控制開關(guān)S的通斷。對于電壓環(huán)，pFC變換器的輸入電導(dǎo)期待值ge,n與輸入電壓vin,n相乘，得到指令輸入電流iL,n＊。

2數(shù)字控制的實現(xiàn)

在實現(xiàn)一個電力電子系統(tǒng)的實際數(shù)字控制器時，需要考慮大量的因素，比如，控制處理器的選擇，采樣算法和采樣頻率的確定，pWM信號的產(chǎn)生，控制器和功率電路之間的連接，硬件設(shè)計和控制算法的軟件實現(xiàn)等。這些因素都會對系統(tǒng)的性能產(chǎn)生很大影響，需要細(xì)心設(shè)計和實際實驗。

2.1微處理器的選擇

在設(shè)計控制系統(tǒng)時，微處理器的選擇需要考慮很多的因素，諸如功能，價格，硬件設(shè)計的簡單性和軟件支持等。現(xiàn)在，已經(jīng)有多種內(nèi)嵌有pWM單元和A/D轉(zhuǎn)換等控制外設(shè)的DSp芯片可供選擇(比如TI的TMS320C2XX系列，AD的ADMCXXX系列，Motorola的DSp56800等)。以TI公司的TMS320C2XX系列為例，它擁有很多良好的特性，比如，多個獨立可編程的時鐘，50ns指令周期，16位并聯(lián)乘法器，兩通道多路復(fù)用的10位A/D轉(zhuǎn)換器，還有片內(nèi)RAM和EEpROM等。這使得它成為實現(xiàn)功率變換系統(tǒng)數(shù)字控制的首選。如果需要進(jìn)一步降低成本，可以選擇STmicro?controller的8位DSpST52x420。

2.2采樣算法和采樣頻率的選擇

在設(shè)計數(shù)字控制器時，選擇合適的采樣頻率起著重要的作用，因為，采樣頻率直接影響到可完成的功能和數(shù)字控制系統(tǒng)的可靠性，因此，它應(yīng)該在合成控制器之前確定。對于更高的系統(tǒng)帶寬要求，應(yīng)該使用更高的采樣頻率。然而，采樣頻率的提高也對字長和數(shù)字控制器的計算速度提出了更高的要求。工程設(shè)計的目標(biāo)總是使用更低的采樣頻率來達(dá)到給定的設(shè)計要求。

由于Boost變換器的輸入電流含有大量諧波。因此，采樣頻率必須遠(yuǎn)高于開關(guān)頻率，輸入電流才能不失真地還原。由于開關(guān)頻率已經(jīng)很高（>20kHz），要采用更高的采樣頻率是困難的，而且，處理器也來不及處理相應(yīng)的控制計算任務(wù)。而使用比較低的頻率將產(chǎn)生頻譜重疊。雖然可以在A/D轉(zhuǎn)換前加入前置濾波，但是，這樣又需要更高的帶寬。因此，采樣頻率選擇與開關(guān)頻率同步，這樣，開關(guān)紋波就成為隱性振蕩，不會在還原信號中出現(xiàn)。這種采樣方法在一個周期中只采樣一次，稱為SSOp（singlesamplinginoneperiod）方法。采用這種采樣方法時，有一個采樣點確定的問題。電感電流在開關(guān)的瞬間存在電流尖峰，如圖3所示。顯然，應(yīng)該避免在開關(guān)點進(jìn)行采樣，否則系統(tǒng)將不能正常工作。在pFC應(yīng)用中，輸入電流必須跟蹤輸入電壓，而且輸出電壓要保持恒定，pWM信號將在一個大的范圍內(nèi)變動，因此，這個問題變得更加突出。

為了保證在每次開關(guān)周期中確定一個固定的采樣點，而且遠(yuǎn)離開關(guān)點，一個簡單的設(shè)想就是在兩個尖峰之間（上升沿或者下降沿）的中點進(jìn)行采樣，即采樣平均電流。但是，當(dāng)上升沿或者下降沿非常窄的時候（即開關(guān)的占空比非常窄或者非常寬），采樣信號的準(zhǔn)確度仍然會受到開關(guān)噪音的影響。如圖4所示，如果采用上升沿采樣，當(dāng)導(dǎo)通時間較長時〔圖4（b）〕，采樣點（Ai）是可靠的，反之是不可靠的〔圖4（a）〕。為了克服這個缺點，采用改進(jìn)的采樣算法。這個算法同樣是同步采樣，但是，采樣邊沿的選擇取決于開關(guān)的導(dǎo)通時間。如果導(dǎo)通時間大于關(guān)斷時間，選擇上升沿；反之采用下降沿。這樣便很好地避免了開關(guān)噪聲的影響。而且算法本身簡單，計算量少。如圖5所示。

2.3pWM信號的產(chǎn)生

為了敘述方便，定義一個開關(guān)周期的起點p，如圖6所示。對大多數(shù)數(shù)字pWM單元來說，占空比的值應(yīng)該在開關(guān)周期開始之前裝載入寄存器，因此，控制變量的采樣應(yīng)該在p點之前準(zhǔn)備好，以便控制算法的計算及時完成。這里采用平均電流控制，選擇采樣點，得到每個開關(guān)周期的輸入平均電流測量值。

理想的采樣點si和實際采樣點sr之間有一個時間延遲τd。τd由兩個原因造成，一個是在信號鏈中低通濾波器產(chǎn)生的相移，另一個是開關(guān)S的開關(guān)指令和實際開關(guān)動作之間的延遲。這樣，留給處理器完成控制計算的時間就是τc。延遲τd和計算時間τc共同決定了反饋環(huán)路的延遲。

式中：Ts為開關(guān)周期。

使用頂點規(guī)則采樣pWM方法產(chǎn)生開關(guān)指令。如圖7和圖8所示。對于輸入信號u在平衡值附近的小偏移，頂點規(guī)則采樣pWM的響應(yīng)可以描述為

|gpWM(jω)|=cos(ωTo)（2）

∠gpWM(jω)=wTs/2（3）

式中：To是穩(wěn)態(tài)時開關(guān)導(dǎo)通時間的一半。

因為，期望的電流環(huán)的帶寬在1kHz到10kHz之間（開關(guān)頻率為50kHz），pWM的增益趨于統(tǒng)一。因此，頂點規(guī)則采樣pWM的傳輸函數(shù)可以近似為

2.4電流環(huán)和電壓環(huán)的數(shù)字pI控制器

電壓環(huán)和電流環(huán)都包括pI控制器。參看圖1，一個數(shù)字pI控制器可以表達(dá)為

un=A0xn＋A1xn－1＋un－1（5）

或者

gpI(z)=U(z)/X(z)=(A0z+A1)/(z-1)（6）

等效模擬控制器的傳輸函數(shù)是

gpI(s)=U(s)/X(s)=KpI(1+1/stpI)（7）

因為采樣頻率有限，當(dāng)一個模擬轉(zhuǎn)換函數(shù)采樣生成離散時間函數(shù)時，如果模擬函數(shù)包含了頻率高于1/2采樣頻率的分量，會發(fā)生重疊效應(yīng)，如圖9所示。

為了消除高頻分量（頻率大于fs/2）的影響，使用TusTIn規(guī)則

s=2/Ts(z-1)/(z+1)(8)

那么數(shù)字控制器的參數(shù)A0和A1和模擬等效參數(shù)KpI和τpI的關(guān)系為

3結(jié)語

在功率因數(shù)校正領(lǐng)域，模擬pFC控制是當(dāng)前的工業(yè)選擇，數(shù)字控制是今后的發(fā)展方向。將DSp控制應(yīng)用到功率變換器中有很多優(yōu)點，比如降低了元器件數(shù)量和成本，適應(yīng)性好，產(chǎn)品升級方便，開發(fā)周期短等。而且隨著數(shù)字控制器的廣泛應(yīng)用，成本有潛力變得更低。使用DSp實現(xiàn)數(shù)字控制，需要考慮處理器的選擇，采樣算法，pWM信號的產(chǎn)生，控制器的設(shè)計等多方面的因素。

由于DSp剛剛開始應(yīng)用于控制電源，對開關(guān)整流器件采用DSp控制的研究開展的還不多，使用DSp來控制電源也存在自身獨特的問題。相對于專用的集成芯片，DSp的價格高昂，而且成熟的控制算法難以獲得。有限的帶寬和采樣頻率，離散效果和處理延遲，這些因素的存在使得實時控制系統(tǒng)的功能需要折衷考慮。