在分析Flyback電路之前，我覺得有必要把變壓器模型做一個總結，因為我們對變壓器的分析其實是在一定的模型上面進行分析的。這里闡述我的一個觀點，如果說實際測試和實驗是非常重要的話，對分析對象有一個清晰的模型概念對電子工程師來說是非常必要的，建立的模型的目的完全是為了可以簡化問題。

功率變壓器模型

在分析Flyback電路之前，我覺得有必要把變壓器模型做一個總結，因為我們對變壓器的分析其實是在一定的模型上面進行分析的。這里闡述我的一個觀點，如果說實際測試和實驗是非常重要的話，對分析對象有一個清晰的模型概念對電子工程師來說是非常必要的，建立的模型的目的完全是為了可以簡化問題。當然建立了模型進行分析，可能和實際的測試結果有出入，每一個對象的實際總有偏差，但大規模生產有個前提就是需要控制對象的參數分布在一定范圍內。

功率變壓器在電源中起著能量變換和能量傳送的作用（聯接信號源與負載的中介）。一般的變壓器模型是一個雙端口網絡，在大部分仿真軟件中的模型如下：

不過因為雙端口模型不利于我們的分析，我們一般不直接使用這種模型。（當然軟件中大部分都是這么分析）這種模型忽略了漏磁電感和激磁電抗，需要進行改進才能得出比較精確的結果。

我們也可以將變壓器與負載分開（獨立的器件）,變壓器則等效成為附加一定電抗的電感器,次邊電磁參數以一定變換歸一化到原邊進行處理,可看成一個單口網絡進行等效,從而使模型得以簡化。最簡單的模型如下：

圖中各個參數為：

C：端口分布電容

Rc：線圈交流電阻

Rm：磁心損耗電阻

Ls：線圈漏感

Lm：磁心磁化電感

RLrsquo：負載折合到原邊的等效電阻

主要缺點有兩個：

1）I.c=I.m+I.lm+I.l,變壓器的銅損（線圈電阻損耗）與鐵損（磁芯損耗）是相關的，很難成為獨立的兩個參量。

2）當開關通斷的頻率比較高時，不同繞組間的電容效應已較為明顯,次邊繞組的銅損折合至原邊的等效阻抗已經能夠明顯的影響變壓器的響應。

如果各位對上面的模型不太清楚，以下這張圖能夠比較清晰的反應變壓器線圈的分布參數：

我們可以建立了一個繞組的模型，端口電容也可以認為是繞組的分布電容（匝間電容和層間電容），分布電容經過疊加折算得：繞組的等效并聯電容Cprime=Ci/(N-1)(N1)Phim為主磁通（產生感應電動勢）對應磁芯磁化電感Lm，Phic為漏磁通對應線圈漏感

第一個改進型模型：

Cp：端口并聯等效分布電容（初級線圈）

Rp：端口并聯等效介質損耗電阻（次級線圈）

Cs：初級和次級繞組間等效耦合電容

Rs：初級和次級繞組間等效介質漏

Ls：線圈漏電感，分為Lse和Lsm

Lm：勵磁電感,分為Lma和Lml

Rm：磁心損耗等效電阻

Rcp：原邊繞組的等效電阻

Rce：次邊繞組的等效電阻

RL：折算到原邊的負載等效電阻

模型主要特點：

流過Rce的電流I.Rce,流過Rcp的電流I.Rcp,流過Rm的電流I.Rm相互獨立,模型使源邊副邊的銅損與磁芯損耗（鐵損）不再相關。

不過個人認為下面這個模型更好理解一些：

Cps為初級和次級繞組之間的電容

Lkp：初級繞的漏感

Cp：初級繞組的寄生電容（分布電容）

Rp：初級繞組的線圈電阻

Lks：次級繞的漏感

Cs：次級繞組的寄生電容（分布電容）

Rs：次級繞組的線圈電阻

Lm：變壓器勵磁電感

Rm：磁芯損耗的電阻

RL：折算到原邊的負載等效電阻

CL：折算到原邊的負載等效電容

這個模型可能好理解一些，不過我們分析的時候可以從這些模型開始參照，或者說分析的時候通過某些參數的變化來分析整個趨勢。

激式電源的開關過程分析

關于這個論題很多人已經給出了它們的分析，不過呢寥寥幾句有時候帶給人更多的是疑惑和迷茫。參考了一些論文和分析，把我個人對這個問題的分析表述出來，可能和設計的分析會有一些誤差，不過提出一個大家看得懂的問題總是比努力去看懂一些生澀的文字要好些（這里說明一點，做的分析和示意可能并不是對的）。

我們分析的主要問題還是在Q1管子在關斷過程中的響應，至于設計電路減小這個響應的影響，方法有很多，個人以為就取值和影響合在一起做一個小專題。

在關斷過程中，如果不考慮加入抑制暫態過程的電路，我們看到的波形將不會是理想的，如下圖所示：

把上面的功率變壓器模型改進模型2帶入其中分析：

Mos管關斷前的穩態分析：

勵磁電感和漏電感中均儲存能量，同時由于二極管的結電容存在，次級電容上都存在一定的電壓，次級漏感中無電流。

然后我們把Mos管關掉，看下圖:

我們來吧上面的過程整理一下：

1.MOS管關斷后,初級電流（勵磁電感和初級漏電感和電源的綜合作用）給MOS輸出電容充電，初級電容，初次級之間電容，次級電容，次級二極管電容，負載電容則開始放電（你可以這樣理解，因為壓差小了，電容放電，也可以理解為反向充電），Mos管DS端電壓是上升的（這里可以認為是上面所涉及的分布參數之間的諧振，這個電路的Q之很小的），此時的電壓可以認為是線性上升的。注意此時的次級的二極管是沒有導通的，因為DS端電壓比較小。

2.當DS端電壓上升，次級的電壓達到輸出電壓（這是客觀存在的，因為我們要保證輸出電壓的穩定）+整流管的電壓后,如果沒有次級漏感，次級回路就導通了，因此DS端電壓會繼續上升，當克服了次級漏感的影響后，次級電流開始上升，在這個時候勵磁電感的能量由于有更小的阻抗通路，從初級來看，初級電流會減小。

3.這個時候起決定性作用的就變成了初級漏感，它不能耦合到次級上沒有小的阻抗通路，因此初級漏電感就和Mos管輸出電容之間和初級電容之間諧振，電壓形成幾個震蕩（如果沒有吸收和clamped電路這個過程會持續很久）。

初級漏感電流是初級電流的一部分，因此伴隨著初級漏感電流的下降的是次級電流的上升，如果沒有clamped電路，電流的下降會非常快，如果加入clamped電路等于把這個過程拉長，電壓應力也就減小了。

反激DCM模式RCD參數計算

首先我們將關心的因素縮小，把主要考慮的元素分為Mos管的等效輸出電容Coss，變壓器勵磁電感Lm，變壓器的初級漏感Lkp作為考慮對象。

如圖所示，如果不加RCD鉗位，電路在DCM模式下，電路可能發生兩次振蕩，第一次主要是初級漏感Lkp和Coss的電容引起的，第二次主要是在電路能量耗盡后，勵磁電感和Coss電容振蕩引起的這里需要補充一下，在仿真的時候，已經觀察到了這個明顯的現象了。

下面開始我們的計算：

計算過程，把Flyback的計算過程帶入其中：

找了好些文檔都是這么計算的，不過我發現幾個問題

1.消耗的能量不僅僅是漏感的，也包括勵磁電感的能量

2.在鉗位過程中，電壓是變化的，并不存在徹底鉗位在V.c_mx的情況發生

因此我們需要修改模型

RCD吸收電路的影響和設計方法（定性分析）

介紹RCD電路的影響。

先分析過程：

對應電路模型：

我們可以定性的分析一下電路參數的選擇對電路的暫態響應的影響：

1.RCD電容C偏大

電容端電壓上升很慢，因此導致mos管電壓上升較慢，導致mos管關斷至次級導通的間隔時間過長，變壓器能量傳遞過程較慢，相當一部分初級勵磁電感能量消耗在RC電路上。

波形分析為：

2.RCD電容C特別大（導致電壓無法上升至次級反射電壓）

電容電壓很小，電壓峰值小于次級的反射電壓，因此次級不能導通，導致初級能量全部消耗在RCD電路中的電阻上，因此次級電壓下降后達成新的平衡，理論計算無效了，輸出電壓降低。

3.RCD電阻電容乘積RC偏小

電壓上沖后，電容上儲存的能量很小，因此電壓很快下降至次級反射電壓，電阻將消耗初級勵磁電感能量，直至mos管開通后，電阻才緩慢釋放電容能量，由于RC較小，因此可能出現震蕩，就像沒有加RCD電路一樣。

4.RCD電阻電容乘積RC合理，C偏小

如果參數選擇合理，mos管開通前，電容上的電壓接近次級反射電壓，此時電容能量泄放完畢，缺點是此時電壓尖峰比較高，電容和mos管應力都很大

5.RCD電阻電容乘積RC合理，R，C都合適

在上面的情況下，加大電容，可以降低電壓峰值，調節電阻后，使mos管開通之前，電容始終在釋放能量，與上面的最大不同，還是在于讓電容始終存有一定的能量。

以上均為定性分析，實際計算還是單獨探討后整理，需要做仿真驗證。

反激開關過程和RCD電路的影響（仿真結果）

下面做了一些仿真，果然和上面的文章分析的相互印證

先看看無RCD電路的情況：

CCM的電路：

Dutycylce=0.75

DCM的電路：

Dutycylce=0.25

CCM補償RCD電路后電壓和電流波形

1）C較大

2）RC過小

3）RC合適

DCM補償RCD電路后電壓和電流波形

1）C過大(R=20,C=50nF)

從圖上看，對輸出影響確實很大。

2）RC過小

3）RC合適，C略小

4）RC合適，C略大