恒壓/恒流輸出式單片開關電源可簡稱為恒壓/恒流源。其特點是具有兩個控制環路，一個是電壓控制環，另一個為電流控制環。當輸出電流較小時，電壓控制環起用途，具有穩壓特性，它相當于恒壓源;當輸出電流接近或達到額定值時，通過電流控制環使IO維持恒定，它又變成恒流源。這種電源特別適用于電池充電器和特種電機驅動器。下面介紹一種低成本恒壓/恒流輸出式開關電源，其電流控制環是由晶體管構成的，電路簡單，成本低，易于制作。

恒壓/恒流輸出式開關電源的工作原理

7.5V、1A恒壓/恒流輸出式開關電源的電路如圖1所示。它采用一片TOp200Y型開關電源(IC1)，配pC817A型線性光耦合器(IC2)。85V～256V交流輸入電壓u經過EMI濾波器L2、C6)、整流橋(br)和輸入濾波電容(C1)，得到大約為82V～375V的直流高壓UI，再通過初級繞組接TOp200Y的漏極。由VDZ1和VD1構成的漏極箝位保護電路，將高頻變壓器漏感形成的尖峰電壓限定在安全范圍之內。VDZ1采用BZY97C200型瞬態電壓抑制器，其箝位電壓UB=200V。VD1選用UF4005型超快恢復二極管。次級電壓經過VD2、C2整流濾波后，再通過L1、C3濾波，獲得+7.5V輸出。VD2采用3A/70V的肖特基二極管。反饋繞組的輸出電壓經過VD3、C4整流濾波后，得到反饋電壓UFB=26V，給光敏三極管供應偏壓。C5為旁路電容，兼作頻率補償電容并決定自動重啟頻率。R2為反饋繞組的假負載，空載時能限制反饋電壓UFB不致升高。

該電源有兩個控制環路。電壓控制環是由1N5234B型62V穩壓管(VDZ2)和光耦合器pC817A(IC2)構成的。其用途是當輸出電流較小時令開關電源工作在恒壓輸出模式，此時VDZ2上有電流通過，輸出電壓由VDZ2的穩壓值(UZ2)和光耦中LED的正向壓降(UF)所確定。電流控制環則由晶體管VT1和VT2、電流檢測電阻R3、光耦IC2、電阻R4～R7、電容C8構成。其中，R3專用于檢測輸出電流值。VT1采用2N4401型NpN硅管，國產代用型號為3DK4C;VT2則選2N4403型pNp硅管，可用國產3DK9C代換。R6、R5分別用于設定VT1、VT2的集電極電流值IC1、IC2。R5還決定電流控制環的直流增益。C8為頻率補償電容，防止環路出現自激振蕩。在剛通電或自動重新啟動時，瞬態峰值電壓可使VT1導通，利用R7對其發射結電流進行限制;R4的用途是將VT1的導通電流經VT2旁路掉，使之不通過R1。電流控制環的啟動過程如下：隨著IO的增大，當IO接近于1A時，UR3↑→VT1導通→UR6↑→VT2導通，由VT2的集電極給光耦供應電流，迫使UO↓。由UO降低，VDZ2不能被反向擊穿，其上也不再有電流通過，因此電壓控制環開路，開關電源就自動轉入恒流模式。C7為安全電容，能濾除由初、次級耦合電容出現的共模干擾。

該電源既可工作在7.5V穩壓輸出狀態，又能在1A的受控電流下工作。當環境溫度范圍是0℃～50℃時，恒流輸出的準確度約為±8%。

該電源的輸出電壓-輸出電流(U0-I0)特性如圖2所示。由圖可見，它具有以下顯著特點：

(1)當u=85VAC或265VAC時，特性曲線變化很小，這表明輸出特性基本不受交流輸入電壓變化的影響;

(2)當IO<0.90A時處于恒壓區，IO≈0。98A時位于恒流區，且UO隨著IO的略微增加而迅速降低;

(3)當UO≤2V時，VT1和VT2已無法給光耦繼續供應足夠的工作電流，此時電流控制環不起用途，但初級電流仍受TOp200Y的最大極限電流ILIMIT(max)的限制。這時，UR6↑，通過VT1和VT2使光耦工作電流迅速減小，強迫TOp200Y進入自動重新啟動狀態。這表明，一旦電流控制環失控，立即從恒流模式轉入自動重啟狀態，將IO拉下來，對芯片起保護用途。

恒壓/恒流輸出式開關電源的電路設計

電壓及電流控制環的單元電路如圖3所示。

1、電壓控制環的設計

恒壓源的輸出電壓由下式確定：

UO=UZ2+UF+UR1=UZ2+UF+IR1·R1(1)

式中，UZ2=6。2V，UF=1。2(典型值)，要確定的只是R1上的壓降UR1。令R1上的電流為IR1，VT2的集電極電流為IC2，光耦輸入電流(即LED工作電流)為IF，顯然IR1=IC2=IF，并且它們隨u、IO和光耦的電流傳輸比CTR值而變化。TOp200Y的控制端電流IC變化范圍是2.5mA(對應于最大占空比Dmax)～6。5mA(對應于最小占空比Dmin)，現取中間值IC=4.5mA。因IC是從光敏三極管的發射極流入控制端的，故有關系式

IR1=Ic/CTR(2)

在IC和CTR值確定之后，很容易求出IR1。單片開關電源須采用線性光耦合器，要求CTR=80%～160%，可取中間值120%。將IC=4。5mA，CTR=120%代入式(2)得出，IR1=3.75mA。令R1=39Ω時，UR1=0。146V。最后代入式(1)計算出

UO=UZ2+UF+UR1=6.2V+1.2V+0.146V=7.546V≈7.5V

2、電流控制環的設計

電流控制環由VT1、VT2、R1、R3～R7、C8和pC817A等構成。下面需最終算出恒定輸出電流IOH的期望值。圖3中，R7為VT1的基極偏置電阻，因基極電流很小，而R3上的電流很大，故可認為VT1的發射結壓降UBEI全部降落在R3上。則

IOH=UBE1/R3(3)

利用下面二式可以估算出VT1、VT2的發射結壓降：

UBE1=(kT/q)·In(Ic1/Is)(4)

UBE2=(kTq)·In(Ic2/Is)(5)

式中，k為波爾茲曼常數，T為環境溫度(用熱力學溫度表示)，q是電子電量。當TA=25℃時，T=298K，kT/q=0。0262V。IC1、IC1分別為VT1、VT2的集電極電流。IS為晶體管的反向飽和電流，關于小功率管，IS=4×10-14A。

因為前已求出IR1=IF=IC2=3.75mA，所以UBE2=(kT/q)In(Ic2/Is)

=0.0262In(3.75mA/4×10-14A)

=0.662V

又因IE2≈IC2，故UR5=IC2R5=3.75mA×100Ω=0。375V，由此推導出UR6=UR5+UBE2=0.375V+0.662=1。037V。取R6=220Ω時，IR6=IC1=UR6/R6=4.71mA。下面就用此值來估算UBE1，進而確定電流檢測電阻R3的阻值：

UBE1=0。0262In(4。71mA/4×10-14A)=0。668

R3=IBE1/IOH=0。668V/1。0A=0。668Ω

與之最接近的標稱阻值為0.68Ω。代入式(3)可求得

IOH=0.668V/0。68Ω=0.982

考慮到VT1的發射結電壓UBE1的溫度系數αT≈-21mV/℃，當環境溫度升高25℃時，IOH值降為

I'OH=UBE1-‖αT‖·T/R3

=0.668V-(2.1mV/℃)×25℃/0.68Ω=0.905A

恒流準確度為

γ=(I'OH-IOH/IOH)·100%

=(0.905-0.982/0.982)·100%=-7.8%≈-8%

與設計指標相吻合。

反饋電源的設計

反饋電源的設計重要包括兩項內容：

(1)在恒流模式下計算反饋繞組的匝數NB。之所以按恒流模式計算NB值，是因為此時UO和UFB都迅速降低(UO=UOmin=2V)，只有UFB足夠高時，才能確保恒流源正常工作。

(2)在恒壓模式下計算出反饋電壓額定值UFB。此時UO=7.5V，UFB也將達到最大值，由此求得UFB值，能為選擇光耦合器的耐壓值供應依據。

反饋電壓UFB由下式確定：

UFB=(Uo+UF2+IoR3)·NB/Ns-UF3(6)

式中，UF2和UF3分別為VD2、VD3的正向導通壓降。NS為次級匝數。從式(6)可解出

NB=(UFB+UF3/Uo+UF2+IoR3)·Ns(7)

在恒流模式下當負載加重(即負載電阻減小)時，UO和UFB會自動降低，以維持恒流輸出。為使開關電源從恒流模式轉換到自動重啟狀態時仍能給TOp200Y供應合適的偏壓，要求UFB至少比恒流模式下控制電壓的最大值UCmax高出3V。這里假定UCmax=6V，故取UFB=9V。將UFB=9V、UO=UCmin=2V、UF2=0.6V、UF3=1V、IO=IOH=0.982A、R3=0.68Ω、NS=12匝一并代入式(7)，計算出NB=36.7匝≈37匝(取整)。

在恒壓模式下，UO=7.5V，最大輸出電流IO=0。95A，再代入式(6)求得，UFB=26V，此即反饋電壓的額定值。選擇光耦合器時，光敏三極管的反向擊穿電壓必須大于此值，即U(br)CEO>26V。常用線性光耦的U(br)CEO=30V～90V。計算光敏三極管反向工作電壓UIC2的公式為

UIC2=UFB-UCmin(8)

式中，UCmin為控制端電壓的最小值(5.5V)。不難算出，UIC2=20.5V。這里采用pC817A型光耦合器，其U(br)CEO=35V>20.5V，完全能滿足要求。但在設計高壓電池充電器時，必須選擇耐高壓的光耦合器。