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一款電流型開關電源中電壓反饋電路的設計實現

鉅大鋰電  |  點擊量:0  |  2020年05月22日  

在傳統的電壓型控制中,只有一個環路,動態性能差。當輸入電壓有擾動時,通過電壓環反饋引起占空比的改變速度比較慢。因此,在要求輸出電壓的瞬態誤差較小的場合,電壓型控制模式是不理想的。為了解決這個問題,可以采用電流型控制模式。電流型控制既保留了電壓型控制的輸出電壓反饋,又新增了電感電流反饋;而且這個電流反饋就作為pWM控制變換器的斜坡函數,從而不再要鋸齒波發生器,使系統的性能具有明顯的優越性。電流型控制方法的特點如下:


1、系統具有快速的輸入、輸出動態響應和高度的穩定性;


2、很高的輸出電壓精度;


3、具有內在對功率開關電流的控制能力;


4、良好的并聯運行能力。由于反饋電感電流的變化率didt直接跟隨輸入電壓和輸出電壓的變化而變化。電壓反饋回路中,誤差放大器的輸出作為電流給定信號,與反饋的電感電流比較,直接控制功率開關通斷的占空比,所以電壓反饋是電流型電源設計中很重要的問題。本文介紹使用電流型控制芯片uc3842時,電壓反饋電路的設計。


uc3842簡介


圖1為UC3842pWM控制器的內部結構框圖。其內部基準電路出現+5V基準電壓作為UC3842內部電源,經衰減得2.5V電壓作為誤差放大器基準,并可作為電路輸出5V/50mA的電源。振蕩器出現方波振蕩,振蕩頻率取決于外接按時元件,接在4腳與8腳之間的電阻R與接在4腳與地之間的電容C共同決定了振蕩器的振蕩頻率,f=1.8/RC。反饋電壓由2腳接誤差放大器反相端。1腳外接RC網絡以改變誤差放大器的閉環增益和頻率特性,6腳輸出驅動開關管的方波為圖騰柱輸出。3腳為電流檢測端,用于檢測開關管的電流,當3腳電壓≥1V時,UC3842就關閉輸出脈沖,保護開關管不至于過流損壞。UC3842pWM控制器設有欠壓鎖定電路,其開啟閾值為16V,關閉閾值為10V。正因如此,可有效地防止電路在閾值電壓附近工作時的振蕩。


UC3842具有以下特點:


1、管腳數量少,外圍電路簡單,價格低廉;


2、電壓調整率很好;


3、負載調整率明顯改善;


4、頻響特性好,穩定幅度大;


5、具有過流限制、過壓保護和欠壓鎖定功能。


UC3842具有良好的線性調整率,因為輸入電壓Vi的變化立即反應為電感電流的變化,它不經過任何誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度,再新增一級輸出電壓Vo至誤差放大器的控制,能使線性調整率更好;可明顯地改善負載調整率,因為誤差放大器可專門用于控制由于負載變化造成的輸出電壓變化,特別使輕負載時電壓升高的幅度大大減小。誤差放大器的外電路補償網絡得到簡化,穩定度提高并改善了頻響,具有更大的增益帶寬乘積。電流限制電路得到簡化,由于電阻上感應出尖峰電感電流,故能自然形成逐個脈沖限制電路,只要Rs上電平達到1V,pWM就立即關斷,而且這種峰值電感電流檢測技術可以靈敏地限制輸出的最大電流。


UC3842常用的電壓反饋電路


1、輸出電壓直接分壓作為誤差放大器的輸入


輸出電壓Vo經兩電阻分壓后作為采樣信號,輸入UC3842腳2(誤差放大器的反向輸入端)。如圖2。


這種電路的優點是采樣電路簡單,缺點是輸入電壓和輸出電壓必須共地,不能做到電氣隔離。勢必引起電源布線的困難,而且電源工作在高頻開關狀態,容易引起電磁干擾,必然帶來電路設計的困難,所以這種方法很少使用。


2、輔助電源輸出電壓分壓作為誤差放大器的輸入


單端反激式變壓器T的輔助繞組上出現的感應電壓隨著輸出電壓升高而升高,該電壓經過整流、濾波和穩壓網絡后得到一直流電壓,給UC3842供電。同時該電壓經兩電阻分壓后作為采樣電壓,送入UC3842的腳2。


當UC3842啟動后,若反饋繞組不能供應足夠的UF,電路就會不停地起動,出現打嗝現象。另外,根據相關經驗,若UF大于17.5V時,也會引起UC3842工作異常,導致輸出脈沖占空比變小,輸出電壓變低。故而反饋繞組匝數的選取及其纏繞是非常重要的,一般可按13~15V設計,使UC3842正常工作時,7腳的電壓維持在13V左右。


這種電路的優點是采樣電路簡單,副邊繞組、原邊繞組和輔助繞組之間沒有任何的電氣通路,容易布線。缺點是并非從副邊繞組直接得到采樣電壓,穩壓效果不好,實驗中發現,當電源的負載變化較大時,基本上不能實現穩壓。該電路適用于針對某種固定負載的情況。


3、采用線性光耦改變誤差放大器的輸入誤差電壓


如圖3所示,該開關電源的電壓采樣電路有兩路:一是輔助繞組的電壓經D1,D2,C1,C2,C3,R9組成的整流、濾波和穩壓后得到16V的直流電壓給UC3842供電,另外,該電壓經R2及R4分壓后得到一采樣電壓,該路采樣電壓重要反映了直流母線電壓的變化;另一路是光電耦合器、三端可調穩壓管Z和R4,R5,R6,R7,R8組成的電壓采樣電路,該路電壓反映了輸出電壓的變化;當輸出電壓升高時,經電阻R7及R8分壓后輸入Z的參考電壓也升高,穩壓管的穩壓值升高,流過光耦中發光二極管的電流減小,流過光耦中的光電三極管的電流也相應的減小,誤差放大器的輸入反饋電壓降低,導致UC3842腳6輸出驅動信號的占空比變小,于是輸出電壓下降,達到穩壓的目的。


該電路因為采用了光電耦合器,實現了輸出和輸入的隔離,弱電和強電的隔離,減少了電磁干擾,抗干擾能力較強,而且是對輸出電壓采樣,有很好的穩壓性能。缺點是外接元器件增多,新增了布線的困難,新增了電源的成本。


4、采用光耦和電壓基準進行反饋控制的電路


為了滿足負載變化較大時的供電要求。提高輸出電壓的穩定度,設計了一種從副邊繞組輸出端取樣進行反饋控制的電路。電路如圖4所示:電壓采樣及反饋電路由光耦pC8I7、TL431及與之相連的阻容網絡構成。其控制原理如下:輸出電壓經RIJ、R?分壓后得到采樣電壓,此采樣電壓與TL431供應的2.5V參考電壓進行比較。當輸出電壓正常(5V)時,采樣電壓與TL431供應的2.5V參考電壓相等,則TL431的K極電位不變。流過光耦二極管的電流不變,流過光耦CE的電流不變。UC3842的腳1電位穩定,輸出驅動的占空比不變,輸出電壓穩定在設定值不變。當輸出5V電壓因為某種原因偏高時,經分壓電阻RIJ、R?分壓值就會大于2.5V,則TL431的K極電位下降,流過光耦二極管的電流增大,則流過光耦CE的電流增大。UC3842的腳1電位下降,腳6輸出驅動脈沖的占空比下降,輸出電壓降低,這樣就完成了反饋穩壓的過程。在使用UC3842來控制開關電源的占空比時,常規的用法是在UC3842的腳1、2之間加R網絡,用光耦和TL431等元件組成電源的反饋控制回路,把光耦的C極接到UC3842的腳2作為輸出電壓的反饋。圖3所示的電路沒有采用這種接法,而是把光耦的C極直接連到UC3842的腳1作為輸出的電壓反饋,腳2直接接地。UC3842的腳2是其內部誤差放大器的反向輸入端,腳1是誤差放大器的輸出端。這種接法略過了UC3842內部的放大器,這是因為放大器用作信號傳輸時都有它的傳輸時間,輸出與輸入并不是同時建立,不用UC3842的內部放大器。其好處是把反饋信號的傳輸耗時縮短了一個放大器的傳輸時間,從而使電源的動態響應更快。另外,TL431內部本身就有一個高增益誤差放大器,只不過它與高壓側隔離了,因此反饋信號經TL431內的放大器和光耦后直接控制UC3842內部誤差放大器的輸出端(腳1),其控制精度并不會降低。而使用UC3842內部誤差放大器,則反饋信號持續通過了兩個高增益誤差放大器,新增了傳輸時間。該電路通過輸出端采樣然后通過光電隔離反饋到UC3842的腳1,略過了UC3842內部的放大器,縮短了傳輸時間使電源的動態響應更快。同時利用TL431內部的高增益誤差放大器,保證了高控制精度。這種電路拓撲結構簡單、外接元件較少,而且在電壓采樣電路中采用了三端可調電壓基準,使得輸出電壓在負載發生較大的變化時,輸出電壓基本上沒有變化。實驗證明該電路具有很好的穩壓效果。


結語


可以根據具體要求選取不同的反饋方式。但關于多路輸出的反饋電路,由于關于每個輸出應用場合的不同,要求輸出精度不同,所以在反饋中各個正極性輸出端占反饋量的比例也不同。要根據具體要求具體設計以滿足應用要求,例如要求輸出+5v+12v兩種正電壓時,由于前者經常用于精度比較高的場合,所以在反饋中占的比例比較大,可取為60%,而后者取為40%。由于有多路輸出,故在副邊繞組中可以采用疊加技術,以減少變壓器繞組匝數。


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